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基于UC3846的大功率DC/DC變換器的研究
摘要：介紹并比較了電壓控制型和電流控制型DC/DC變換器的基本原理，設計出了基于電流控制型PWM控制芯片UC3846的大功率DC/DC變換器的實用電路，提出了兩種UC3846輸出脈沖封鎖方式，設計出一種新穎的IGBT驅動電路，實驗結果證明,該電路具有較好的控制特性和穩定性。關鍵詞：DC/DC變換器；脈寬調制；電壓控制型；電流控制型；IGBT驅動引言
引言
隨著工業、航空、航天、軍事等應用領域技術的不斷發展，人們對開關穩壓電源的要求也越來越高。某系統對大功率開關穩壓電源提出的要求是：輸入電壓為AC220V，輸出電壓為DC38V，輸出電流為100A。開關電源的結構一般為先進行AC/DC然后再DC/DC的形式，考慮到論文篇幅的限制，僅對DC/DC變換部分進行討論。
大功率DC/DC變換器主電路拓撲有很多種，諸如雙管正激式、推挽式、半橋式和全橋式等。控制芯片的種類也非常多，主要分為電流控制型與電壓控制型兩大類。電壓控制型只對輸出電壓采樣，作為反饋信號進行閉環控制，采用PWM技術調節輸出電壓，從控制理論的角度看，這是一種單環控制系統。電流控制型是在電壓控制型的基礎上，增加一個電流負反饋環節，使其成為雙環控制系統，從而提高了電源的性能。
圖1
根據對各種拓撲和控制方式的技術成熟程度，工程化實現難度，電氣性能以及成本等指標的比較，本文選用半橋式DC/DC變換器作為主電路，電流型PWM控制芯片UC3846作為該系統的控制單元。
1 電壓控制型脈寬調制器和電流控制型脈寬調制器[1]
圖1為電壓控制型變換器的原理框圖。電源輸出電壓的采樣反饋值Vf與參考電壓Vr進行比較放大，得到誤差信號Ve，它與鋸齒波信號比較后，PWM比較器輸出PWM控制信號，經驅動電路驅動開關管通斷，產生高頻方波電壓，由高頻變壓器傳輸至副方，經整流濾波得到所需要的電壓。改變電壓給定Vr，即可改變輸出電壓Vo。
圖2為電流控制型變換器的原理框圖。恒頻時鐘脈沖置位R－S鎖存器，輸出高電平，開關管導通，變壓器原邊的電流線性增大，當電流在采樣電阻Rs上的壓降Vs達到Ve時，PWM比較器翻轉，輸出高電平，鎖存器復位，驅動信號變低，開關管關斷，直到下一個時鐘脈沖使R－S鎖存器置位。電路就是這樣逐個地檢測和調節電流脈沖的。
圖2
當電源輸入電壓和/或負載發生變化時，兩種控制類型的動態響應速度是不同的。如果電壓升高，則開關管的電流增長速度變快。對電流控制型而言，只要電流脈沖一達到設定的幅值，脈寬比較器就動作，開關管關斷，保證了輸出電壓的穩定。對電壓控制型而言，檢測電路對電流的變化沒有直接的反映，一直等到輸出電壓發生變化后才去調節脈寬，由于濾波電路的滯后效應，這種變化需要多個周期后才能表現出來，顯然動態響應速度要慢得多，且輸出電壓的穩定性也受到一定的影響。
另外，電流控制型變換器還可以很容易地實現逐個脈沖控制和多電源的并聯運行，并具有抑制高頻變壓器偏磁的能力。但在應用電流控制型時也要注意以下問題：
——占空比大于50％時，控制電路不穩定，這時須加斜坡補償；
——控制調節電路是基于從電感電流取得的信號，因此，功率部分的振蕩容易將噪聲引入控制電路。
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2 電流控制型脈寬調制器UC3846簡介[2]
本系統采用了UC3846作為開關控制器。UC3846是一種雙端輸出的電流控制型脈寬調制器芯片，其內部結構方框圖如圖3所示[2]。其引出的腳1為限流電平設置端；腳2為基準電壓輸出端；腳3為電流檢測放大器的反相輸入端；腳4為電流檢測放大器的同相輸入端；腳5為誤差放大器的同相輸入端；腳6為誤差放大器的反相輸入端；腳7為誤差放大器反饋補償；腳8為振蕩器的外接電容端；腳9為振蕩器的外接電阻端；腳10為同步端；腳11為PWM脈沖的A輸出端；腳12為地；腳13為集電極電源端；腳14為PWM脈沖的B輸出端；腳15為控制電源輸入端；腳16為關閉端。
由圖3可以看到，UC3846通過一個放大倍數為3的電流測定放大器（其輸入電壓必須<1.2V）來獲得電感電流或開關電流信號，其輸出接PWM比較器的同相端。當取樣放大器輸入信號>1.2V時，電流型控制器將延時關斷。電壓誤差放大器的輸出經二極管和0.5V偏壓后送至PWM比較器的反相端，其輸出既作為給
定信號，同時又被限流電平設置腳（腳1）箝位在V1＋0.7V，從而完成了逐個脈沖限流的目的。當差動電流檢測放大器檢測的是開關電流而不是電感電流時，由于開關管寄生電容放電，檢測電流會有一個較大的尖峰前沿，可能使電流檢測鎖存和PWM電路誤動作，所以，應在電流檢測輸入端加RC濾波。
圖4
UC3846具有快速保護功能，它與電流取樣電路延時關斷不同。保護功能腳（腳16）經檢測放大器接晶閘管的門極，當電路發生異常出現過流，使腳16電位上升到0.35V，保護電路動作，晶閘管導通，使腳1電平被拉至接近地電平，電路進入保護狀態，輸出脈沖封鎖。
3 大功率DC/DC變換器的實現
3.1 DC/DC變換器主電路
由于該DC/DC變換器的輸入電壓較高，主電路選取半橋式拓撲[2][3]，如圖4所示。V1，V2，C3，C4和主變壓器T組成半橋式DC/DC變換電路。CT為初級電流檢測用的電流互感器。C5為防止變壓器偏磁的隔直電容。變壓器的副邊采用全波整流加上兩級濾波以滿足低輸出紋波的要求。R1，C1，R2，C2，R5，C6和R6，C7為吸收電路。R3和R4起到保證電容C3及C4分壓均勻的作用。電阻R7和R8為輸出電壓的采樣電阻。
3.2 控制電路
圖5
以UC3846為主要元器件組成的半橋式開關電源的控制電路如圖5所示。圖中，R1及C1構成振蕩器，振蕩頻率f=。為了防止主電路中V1和V2同時導通，要設定開關管都關斷的死區時間。死區時間由振蕩器的下降沿決定，該電路的死區時間td=145C1[12/(12－3.6/R1)][4]。R2及C2組成斜坡補償網絡，以保證控制電路的穩定[5]。C5實現軟啟動。由圖3可以看出腳1的電位<0.5V時無脈寬輸出。如圖5所示，腳1經電容C5到地，開機后隨著電容的充電，當電容電壓高于0.5V時才有脈寬輸出，并隨著電容電壓的升高脈沖逐漸變寬，完成軟啟動功能。對主電路來的反饋電壓，由C3及R5和電壓誤差放大器組成了電壓環的PI調節器。另外，系統還有較完善的保護電路。
當系統輸入電壓過壓或者欠壓時（過/欠壓判斷電路略），可使圖5中的過/欠壓輸入端為低電平，光耦OP1輸出高電平，因此，就會通過加速電容C6和二極管D6對UC3846的腳16施加正脈沖，從而使圖3所示的UC3846芯片內部晶閘管導通，通過內部電路使腳1電平被拉至接近地電平，電路進入保護狀態，UC3846芯片輸出脈沖封鎖。另外，光耦OP1輸出的高電平使三極管Q407飽和導通接地。由于電容C6的加速作用，三極管Q407比前述晶閘管導通稍微遲后。由于三極管的導通壓降小于晶閘管的導通壓降，晶閘管不能維持導通即晶閘管恢復關斷。當過/欠壓故障消除后，三極管Q407截止，系統重新輸出脈沖。
圖6
當過流或者過載時，比較器LM393輸出低電平，光耦OP2輸出高電平，通過D7加在腳16，同樣會封鎖脈沖輸出。由于晶閘管維持導通，所以系統當不過流不過載時，必須重新啟動才能有脈沖輸出。
3.3 驅動電路
IGBT是一種電壓控制型器件，與電流控制型器件（如GTR）比較,IGBT具有驅動功率小、開關速度快的特點，因此，近年來IGBT在變流技術中的應用得到了迅猛發展。IGBT有專用的驅動芯片，如富士公司的EXB851及EXB841，三菱公司的M57959L等，這些驅動電路具有開關頻率高、驅動功率大、過流保護等優點，但都必須加額外的驅動電源，并且價格高，使設備成本大大提高。而脈沖變壓器具有體積小、價格便宜、不需要額外的驅動電源，因而得到廣泛的應用。
但直接驅動時，由于其脈沖前沿與后沿不夠陡，使得IGBT開通和關斷速度受到一定的影響。
圖6所示的IGBT驅動電路具有開關頻率高、驅動功率大、結構簡單、負壓關斷、價格便宜等優點。
IGBT容量較小時，UC3846的腳11和腳14可以直接驅動脈沖變壓器。IGBT容量較大時，UC3846的驅動能力不夠，V11～V14，D11～D14構成了脈沖變壓器的驅動電路。D9及D10的作用主要是幫助V11～V14的關斷，若沒有D9及D10時，當PWM1為高電平，PWM2為低電平時，V11和V14導通，隨后PWM1和PWM2均為低電平，脈沖變壓器漏抗中儲存的能量經D12和V14續流，A點電位降至－0.7V，即使PWM1為低電平，V11又導通，最終燒毀V11，加上D10的目的就是讓電路中D12和V14在續流時將A點電位鉗制在0V，從而有利于V11或V13的關斷；同理，D9的作用是有利于V12或V14的關斷。
4 實驗與結論
按照以上設計思路研制出一臺工程樣機。在輸入直流電壓為250V，負載電流為50A時，測得IGBT驅動電壓波形和高頻變壓器原邊電壓波形如圖7所示。該變換器具有輸入過、欠壓，輸出過流保護等功能，輸出電壓的電源調整率≤1％，負載調整率≤1％，輸出電壓紋波<50mV，滿足了設計
要求。
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